Транзисторы выходного каскада усилителей мощности звуковой частоты (УМЗЧ) (в большинстве случаев это составной эмиттерный повторитель, как на рис.1) при работе нагреваются, изменяется напряжение эмиттер-база транзисторов и ток рабочей точки каскада. Возвращение к оптимальной рабочей точке, в которой генерируются минимальные искажения, производится схемой обратной связи с помощью изменения напряжения смещения U смещ в зависимости от состояния термодатчиков, установленных на радиаторе. Напряжение смещения должно точно отслеживать температуру p-n перехода двух или нескольких выходных транзисторов. Часто это происходит недостаточно точно, да еще с большим запаздыванием, так как постоянная времени цепи: p-n переход - корпус транзистора - радиатор - термодатчик может достигать нескольких десятков секунд! Таким образом, при усилении реального сигнала, большую часть времени выходной каскад "ищет" оптимальную рабочую точку, а значит работает с недосмещением или пересмещением и с увеличенными переходными искажениями! В любительских конструкциях неправильная установка термодатчика является частой ошибкой и может даже привести к перегреву мощных транзисторов и их тепловому пробою.

В известной книге Дугласа Селфа "Проектирование УМЗЧ" проблеме оптимальной термокомпенсации и выбора места установки термодатчиков посвящено целых 60 страниц, после прочтения которых становится ясно, что проблему можно только уменьшить, но не решить.

Отказаться от термодатчиков можно в случае жесткой стабилизации тока в рабочей точке с помощью введения в выходной каскад глубокой отрицательной обратной связи (ООС) по току. Такая обратная связь, кроме стабилизации тока покоя, также позволяет реализовать режим супер-А (Non Switching) с невыключаемыми выходными транзисторами (и с минимальными переключательными искажениями).ООС также улучшает линейность выходного каскада и уменьшает зависимость этой линейности не только от параметров мощных выходных транзисторов, (далеких от идеальных), но даже от типа применяемого транзистора (полевой или биполярный).

Рассмотрим прохождение сигнала в стандартном УМЗЧ (смотри рис.1). После усилителя напряжения сигнал поступает в выходной эмиттерный повторитель, выполненный на комплементарных транзисторах и фактически разделяется на положительную и отрицательную полуволну и каждая из полуволн усиливается по току отдельно (и, к сожалению, нестабильно) выходными транзисторами. Теперь становится понятно, что для исправления ситуации нужно решить следующую задачу: "термостабильно" расщепить сигнал на две полуволны, затем "термостабильно" усилить их в соответствующих каналах, (добавив ток покоя), и далее суммировать на выходе!

Итак, схема решения задачи показана на рис.2. Входной сигнал разделяется на положительную и отрицательную полуволну с помощью расщепителя на диодах VD1 и VD2, затем к каждой полуволне добавляется желаемый ток смещения (покоя) I смещ. Далее сумма токов Iсигн и Iсмещ усиливается однополярными и термостабильными усилителями мощности с глубокой ООС по току (усилители X и Y). Выходные токи усилителей подаются на нагрузку, причем токи сигнала суммируются, а токи смещения (покоя) вычитаются, и выходной сигнал получается идентичным входному.

Интересно, что идея раздельного усиления полуволн сигнала была замечена мной, молодым инженером, более сорока лет назад (!) в супер-статье Питера Бломлея в журнале Wireless World, февраль-март,1971г."Новый подход к схемотехнике усилителей класса В". (Кстати - Рис.1 - это точная копия рисунка из этой статьи!) Затем, в течении многих лет, в статьях и книгах (даже в книге Дугласа Селфа) были упоминания об этой идее типа "идея есть, но пока коммерческого применения не нашла". Также интересно, что через 19 лет в журнале Радио №12 за 1990 год стр.62-64 появилась статья г-на Г.Брагина, где он интуитивно вплотную подошел к решению проблемы создания УМЗЧ без термодатчиков, однако проблема стабильности вводимого тока покоя осталась нерешенной и его схему забыли... Через 31 год - в 2002г появился (почему-то) даже патент тов. Жбанова В.И. на эту тему SU2189108 " Высоколинейный двухтактный усилитель и устройство разделения сигнала на две полуволны", но до конца смысл идеи товарищ не понял и реальных схем не предложил...

Итак рассмотрим возможный вариант построения термостабильного усилителя полуволны с глубокой ООС по току (например Усил Х) на рис.3. Это фактически известная из учебника схема ИТУН (усилителя тока, управляемого напряжением). Напряжения в точке А и Б (относительно точки С) равны между собой и тем точнее, чем больше коэффициент усиления усилителя ОУ1, поэтому, по теории усилителей с обратной связью, все нестабильности внутри точек, охваченных этой связью, (а это коэффициент передачи и сдвиги напряжения на p-n переходах транзисторов с их температурной нестабильностью), мало влияют на точность соответствия выходного тока входному напряжению! Таким образом, если подать на вход такого усилителя напряжение положительной полуволны со смещением, на выходе получим независимые от температуры и параметров усилительного элемента выходной ток и ток смещения (покоя) - что и есть термостабилизация рабочей точки.

Рассмотрим возможные варианты создания УМЗЧ с использованием этого базового усилителя ИТУН - рис. 4,5,6.

Как видно выходы усилителей положительной и отрицательной полуволн могут быть соединены параллельно - как показано на рис.4, встречно - как на рис.5 или последовательно (для одинаковых транзисторов) - как на рис.6. Выходные токи суммируются на нагрузке и воспроизводят входной сигнал. Из рисунков становится понятно, каким образом нужно подавать входные напряжения Vсигн+ и Vсигн для усилителей полуволн на их входы. Их нужно подавать от генераторов тока Iсмещ и Iсигн и "привязывать" с помощью резисторов R1 и R3 в схеме рис.4: - к нагрузке Rн, в схеме рис.5 - к источникам питания, а в схеме рис.6 - и туда и сюда. Для рис.6 необходимая инверсия осуществляется с помощью токового зеркала на T1 и T2. Заметим, что в схемах рис.4 и 6 возникает дополнительная ООС при протекании входного тока через сопротивление нагрузки Rн.

Перейдем к формирователям полуволн входных напряжений - расщепителям. В схеме, показанной на рис.4 применимы простейшие варианты расщепителя - на диодах или на эмиттерных повторителях - они показаны на рис.7 и 8.

При использовании входного усилителя напряжения с токовым выходом по схеме рис.7 для "правильной" работы диодов необходимо запирающее напряжение не менее 250 мВ. Если этого на сделать, токи через диоды VD1-VD3 и VD2-VD4 будут равны половине постоянного тока выходных транзисторов усилителя напряжения VT1 и VT2, а нам этого не нужно. Запирающее напряжение получаем с помощью делителей стабильного напряжения Vсмещ - R4-R5 (R7-R6). Чтобы это смещение "не мешало" работе ОУ1 (ОУ2) необходимо вычесть точно такое же напряжение с помощью делителя R8-R10 (R9-R11) на его отрицательном входе. Далее отмечаем, что при подаче сигнала на такой расщепитель на отрицательной волне диод VD2 закрывается и для поддержания минимального тока нерабочего канала Iмин (смотри эпюры токов на рис.9) на положительный вход ОУ1 через резистор R2 подаем необходимое смещение. В другом канале минимальный ток обеспечивает резистор R3. Чтобы получить стабильное и регулируемое смещение, необходимое для выбора рабочей точки расщепителя, пропустим стабильный выходной ток усилителя напряжения через подстроечный резистор R1. Это смещение в сумме с минимальными токами Iмин задает регулируемый ток покоя Iпок для выходных транзисторов (одновременно для обоих плеч). Чтобы не отбирать с большой точностью резисторы делителя R8-R10 (R9-R11) и учесть ненулевое напряжение сдвига на входе усилителей ОУ1 и ОУ2 рекомендуется делать резисторы R1,R2 и R3 подстроечными и с их помощью выставлять токи Iмин и Iпок.

Расщепитель на транзисторах, показанный на рис.8, работает аналогично, только его входное сопротивление, как эмиттерного повторителя, значительно выше, поэтому он не нагружает выходные каскады усилителя напряжения и обеспечивает их большее усиление.

Следует сказать, что в простейшем, как на рис.8, эмиттерном повторителе при большой амплитуде сигнала правые транзисторы VT5 и VT6 разогреваются значительно сильнее левых VT3 и VT4, так как работают при большом напряжении питания на коллекторе. Поэтому термостабильной передачи напряжения смещения с резистора R1 на резисторы R4 и R5 не будет и здесь лучше применять повторитель на основе токового зеркала Вильсона, в котором этого эффекта нет.

Рассмотрим реальную схему усилителя (по структуре рис.7) - рис.10.

Усилитель напряжения построен по классической схеме: дифкаскад (VT1,VT2), каскад с ОБ(VT6), нагруженный на токовое зеркало (VT4,VT5),затем каскады ОК(VT9) и ОБ(VT8). Он обеспечивает высокое усиление и стабильный ток выходного каскада 4 мА. Далее через расщепитель на диодах VD4-VD7 полуволны сигнала поступают на дифкаскады на VT10-VT13 (VT14-VT17) и далее на эмиттерные повторители на VT18-VT20-VT22-VT23 (VT19-VT21-VT24-VT25). Питание для дифкаскадов берется от схемы вольтдобавки на R32-C6-VD8 - плюс 9В и R33-C7-VD9 - минус 9В. Обратная связь на базы VT13(VT15) подается с эмиттерных резисторов мощных выходных транзисторов VT22-VT25, поэтому схема отслеживает равенство напряжений на них (с учетом смещения для запирания диодов) и на входных резисторах R17/ R18 и R19/R20 (согласно схеме на рис.7). Для усилителей мощностью более 80 Вт рекомендуется в каждом выходном плече использовать не менее двух мощных транзисторов, поэтому в данной схеме обратная связь отслеживает некий средний ток транзисторов VT22,VT23 (VT24,VT25) с помощью суммирующих резисторов R42 и R38 (R43 и R39).

Схема малочувствительна к пульсациям напряжения питания. Она прекрасно работает от нестабилизированных источников напряжения от +/- 20 В до +/- 60 В. Амплитуда выходного напряжения меньше напряжения питания всего на 3,5 В. Например, при питании +/- 45 В - выходная мощность 80/140 ватт при нагрузке 8/4 Ома. Скорость нарастания выходного напряжения 70 В/мкС, полоса на полном сигнале 300 кГц, выходное сопротивление около 0,005 Ом на частотах до 50 кГц, нелинейные искажения даже на 20 кГц менее 0,003 % при полной мощности! Выходные транзисторы легко выдерживают выходное напряжение полного размаха частотой 200 кГц! Схема работает в супер-А классе (эпюры токов показаны на рис.9) с минимальным током и током покоя в 30мА и 120мА соответственно (на каждый выходной транзистор). Эти токи с точностью лучше 10% поддерживаются для любой температуры выходных транзисторов. Настройка токов должна производиться без сигнала и без нагрузки в такой последовательности: сначала закорачиваем резистор R14, определяющий ток покоя, и резисторами R22 и R23 устанавливаем напряжение 10 мВ на эмиттерных резисторах R42 и R43 (0,33 Ома) в обоих плечах - это токи минимума 30 мА. Затем резистором R14 устанавливаем напряжение 40 мВ на тех же резисторах. Оно соответствует току покоя 120 мА. Затем, при нагрузке и сигнале, на этих же резисторах проверяем правильную форму токов, соответствующую эпюрам на рис.9. При коротком замыкании нагрузки выходной ток ограничен с помощью светодиодов HL3 и HL4 с напряжением 1,7 В на уровне 8 ампер.

Кстати, у этой схемы замечен интересный "бонус" - цепь, состоящая из конденсатора 220 мкФ и резистора Rос, величиной от 390 Ом до 4,7 кОм, установленная между эмиттерами VT5 и VT9 (соединение показано на схеме штриховой линией) превращает выходное сопротивление усилителя в отрицательное!!! При Rос= 390 Ом выходное сопротивление равно минус 0,35 Ома, при 620 Ом - минус 0,22 Ом, при 1,1 кОм - минус 0,11 Ом, причем это сопротивление постоянно во всей звуковой полосе при сохранении остальных параметров усилителя! Хорошая возможность любителям акустики поэкспериментировать с дорогими акустическими проводами или с компенсаторами сопротивления "плохих" проводов.

Еще интересно, что схема отличается от стандартной "классической" схемы с термокомпенсацией только небольшой средней частью - от диодов VD4-VD7 до транзисторов VT18-VT19, а значит возможна совсем несложная доработка многих готовых усилителей с выбрасыванием термодатчиков и повышением надежности и качества звучания. На рис.11 показан другой вариант схемы усилителя доработки, более простой и экономичный, но обеспечивающий те же параметры усилителя, что и предыдущая версия.

Схема рис.10 работает и с полевыми выходными транзисторами, только для перезарядки большой емкости затвора мощных транзисторов типа IRFP240 - IRFP9240 требуется более мощный эмиттерный повторитель, чем VT18,VT19. Доработанная схема представлена на рис.12 и названа универсальной, так как с полевыми транзисторами имеет точно такие же параметры, как с биполярными, только скорость нарастания выходного напряжения немного меньше (50 В/мкС), чего, однако, вполне достаточно для УМЗЧ "с высокой верностью воспроизведения".

Схема полностью симметричного и способного работать как операционный усилитель с питающими напряжениями +/- (6 - 60) В и выходными токами в 10 ампер, показана на рис.13.

Использование в этой схеме расщепителя на эмиттерных повторителях с большим входным сопротивлением, как показано на рис.8, позволило применить на входе простейшие дифференциальные усилители на комплементарных транзисторах с большим усилением (h21 более 500) (VT1-VT5 иVT2-VT6) и схемы с общей базой на VT7 и VT8. Входные токи при таком включении дифкаскадов определяются разницей базовых токов комплементарных транзисторов и при близких значениях h21 составляют сотни наноампер, что позволяет обойтись без емкостей в цепи ООС или без входной емкости, и использовать схему, как мощный УПТ!

Здесь после расщепителя на транзисторах VT9...VT14 обе полуволны сигнала подаются на термостабильные усилители на VT15 - VT22. Для таких усилителей важно соблюдать равенство токов через транзисторы VT16,VT20 и VT17,VT21, так как они сравнивают входные напряжения усилителя (на резисторах R19 и R20) и выходные - на эмиттерных резисторах мощных выходных транзисторов. Идеальный вариант, конечно, здесь применить пары согласованных транзисторов с близкими h21 и Vбэ, типа КР159НТ1 и КТС3103, однако длительное применение транзисторов BC546C/BC556C в таких схемах показало их полную пригодность (желательно брать транзисторы из одной партии и располагать их рядом на плате или склеивать). Практика показала, что такая схема поддерживает напряжение минимума, например 10мВ (Iмин = 30мА) и напряжение покоя 40мВ (Iпокоя=120мА) с точностью 10% при любых температурах мощных транзисторов! Генераторы стабильного тока на VT15,VT19 и VT18,VT22 с помощью регулировки резисторами R23 и R29 позволяют задать ток минимума для мощных транзисторов. Рекомендуемые токи режима "Супер А" - 30/120 мА. Описанный выше выходной каскад имеет скорость нарастания сигнала 120 В/мкС.

Весь усилитель способен работать в полосе частот от 8 Гц до 450 кГц при полной мощности. Скорость нарастания выходного напряжения 80 В/мкС. Меандр идеальной формы размахом 60 В до частоты 200 кГц! Выходное сопротивление менее 10 мОм во всем звуковом диапазоне! Нелинейные искажения менее 0,01 % даже на 20 кГц и полной мощности! При ограничении сигнала нет выброса! Амплитуда выходного напряжения меньше напряжения питания на 3,5/4 В для нагрузки 8/4 Ома, поэтому при напряжении питания, например, +/- 45/40 В (без нагрузки и с ней) выходная мощность, как и схемы рис.10, также 80/140 ватт для 8/4 Ом нагрузки.

Любителей применения операционных усилителей может заинтересовать схема на рис.14, которая тоже построена по структуре рис.7.

Ток покоя и минимальные токи выходных транзисторов устанавливаются с помощью подстроечных резисторов R13 и R18,R21 соответственно. Схема одинакова для полевых и биполярных транзисторов! (подключение биполярных транзисторов показано на рис.15). Все параметры ограничены свойствами применяемых операционных усилителей. Для OPA2134: напряжения питания +/- (20-50) В, полоса 8Гц-200 кГц, скорость нарастания - 40 В/мкС с входным фильтром 1кОм/300пФ. Амплитуда выходного напряжения меньше напряжения питания на 2,5/3,5 В - для нагрузки 8/4 Ома и для любых транзисторов! Ноль на выходе поддерживается идеально. Выходное сопротивление менее 5 мОм! Схему также можно использовать как операционный усилитель (и как инвертирующий усилитель тоже). К сожалению, нелинейные искажения резко растут с ростом частоты до 0,05% на 20 кГц и при ограничении сигнала появляются выбросы, поэтому рекомендовать ее для высококачественных усилителей я бы не стал. Эксперименты с более совершенными микросхемами, которые захотят провести радиолюбители, возможно приведут к положительным результатам.

Для реализации схем со структурой, показанной на рис.5 (также предложенной Питером Бломлеем в 1971г), необходимы расщепители с токовым управлением. Вместо схемы расщепителя со смещением на диодах, которую применил автор, рассмотрим схему расщепителя на токовых зеркалах, схема и графики работы которого показаны на рис.16-17.

В такой схеме, кроме расщепления, можно сразу задать необходимые токи минимума и покоя! Включим встречно два токовых зеркала Вильсона на комплементарных и согласованных парах транзисторов, заземлим эмиттеры левых транзисторов VT1 иVT2, а на правые эмиттеры VT4 и VT5 подадим входной ток Iсигн. Выходные токи Iвых1 и Iвых2 текут в коллекторах VT3 и VT6. Они являются суммой токов: 1/2 Iсигн +Iпок1+Iмин1 и 1/2 Iсигн +Iпок2+Iмин2. Эпюры токов показаны на рис.17. Расщепитель с токовым управлением, показанный на рис.16-1, имеет прекрасные частотные характеристики, высокую линейность в большом диапазоне входных токов, достаточную симметрию и высокое выходное сопротивление, необходимое в схемах рис.4-6! Для расщепителя с управлением напряжением (рис.16-2) характерно большее входное сопротивление, худшая частотная характеристика и линейность, однако при введении ООС с выхода усилителя на эмиттерный резистор Rэ все характеристики становятся приемлемыми. Возможные схемы построения ИТУН (для усилителя положительной полуволны) показаны на рис.18 - 21.

Реальная схема с токовым расщепителем по рис.19 представлена на рис.22

Выходное напряжение всего на 1-1,5 В меньше напряжения питания! Скорость нарастания выходного напряжения 100 В/мкС при полосе 600 кГц (без входного фильтра R1-C2). Выходное сопротивление менее 5 мОм. Задержка сигнала 300 нС. Усилитель выдерживает полное выходное напряжение для синуса и меандра частотой 150 кГц!, а также не горит при КЗ нагрузки и при подаче только одного напряжения питания! Токи покоя и минимума 30/120 мА заложены в самом расщепителе (резисторы R18,R19,R22,R23), но для их реализации нужно выставить нулевые (начальные) токи выходных усилителей ИТУН с помощью резисторов R25 и R34. При таких токах Кг менее 0,01 % даже на частоте 20 кГц и мощности 80 вт /8 Ом.

Простая и надежная схема с токовым расщепителем и операционным усилителем по рис.21 показана на рис. 23

Здесь режим супер-А с токами 30/100 мА и ноль на выходе устанавливаются автоматически! Полоса 8 Гц- 520 кГц, скорость нарастания выходного напряжения не менее 40 В/мкС. Для ОУ LM4562 искажения такие же, как в предыдущей схеме, но амплитуда выходного напряжения меньше напряжения питания на 4 В (для 8 Ом нагрузки).

На рис.24 показано применение токового расщепителя и в несимметричных схемах (согласно рис.6-2).

Здесь режим супер-А настраивается на 30/130 мА резисторами R29 и R34. Параметры идентичны схеме на рис.22.

На рис.25 показан удачный вариант включения расщепителя в местную обратную связь выходного каскада, что позволило создать почти идеальный выходной каскад (при отсутствии настроек для режима супер-А) с большим входным сопротивлением и прекрасными частотной и амплитудной характеристиками. Для всего усилителя: рабочее напряжение питания от 20 до 50 В, амплитуда выходного напряжения меньше напряжения питания на 2,5 - 3 В, скорость нарастания выходного напряжения 80 В/мкС при полосе 400 кГц, режим супер-А с токами покоя и минимума 110/30 мА соответственно, ограничение сигнала без выбросов, воспроизведение меандра частотой 150 кГц и амплитудой +/- 25 В, гармоники менее 0,003 % даже на 20 кГц.

Все описанные выше усилители могут быть перенастроены, при желании, на работу в режимах А,В или АВ, причем со стабилизацией выбранного режима. Замечу, что минимальные искажения в УМЗЧ конечно можно получить в режиме А, однако измерения показывают, что разница между режимами А и супер-А появляется только на частотах 18-20 кГц и всего в несколько тысячных процента, чего не может услышать никакой "абсолютный" слух! Дуглас Селф в пятом издании книги "Схемотехника усилителей мощности. Справочник. (2009г)" пишет, что еще в 1975 году исследовал режим супер-А (автор назвал его методом Питера Бломлея), но нашел некие "артефакты в точке кроссовера" и оценил его "как не имеющий коммерческой перспективы", что мне кажется несправедливым. Схемы усилителей, предложенные в данной статье, прекрасно работают и доказывают, что современные усилители нужно делать только в классе супер-А без головной боли "о месте установки термодатчиков и динамике их работы". А в "Справочник" Дугласа Селфа нужно добавлять главу "Выходные каскады с глубокой ООС и хорошей термостабильностью режимов"! (Я так думаю)

В заключении хочется сказать, что схемы УМЗЧ со стабилизацией режима достаточно надежны и могут быть выполнены из недорогих комплектующих, при этом параметры усилителей удовлетворят самого взыскательного любителя высококачественного звука. Некоторые схемы (как на рис.23) настолько просты, что могут быть рекомендованы даже начинающим радиолюбителям. Многие схемы могут быть наверняка улучшены! Новый (точнее хорошо забытый старый) класс супер-А ждет своих исследователей! Схемотехника усилителей допускает также микросхемное исполнение в виде оригинальной микросхемы УМЗЧ или мощного операционного усилителя, но это уже совсем другая история (и вряд ли Российская)...

Александр Гладкий

Радиолюбителю Разное

Схемотехника усилителей мощности низких частот

Усилители мощности низких частот имеют в качестве основной задачи усиление сигнала частотой от 10 Гц до 20000 Гц. Применяются такие усилители, как в промышленных проектах и устройствах, так и в быту. Многие любители электронной техники самостоятельно создают УНЧ в домашних условиях, пользуясь готовыми схемами. А вот составить схему такого устройства будет очень непросто, так как схемотехника усилителей весьма специфична и требует определенных знаний. Подробно о конструктивных особенностях и принципе работы описано в учебном пособии авторов Завьялова С. А. и Мурасова К. В. под названием "Схемотехника усилителей мощности низких частот"
Данное пособие актуально и в наши дни, не смотря на то, что издано еще в 2010 году. Содержит в себе не только теоретические знания о базовых понятиях работы усилителей, но и практические исполнения, что поможет закрепить всю информацию в голове и воплотить в реальном устройстве.

Усиление звуковой частоты может быть трансформаторным и бестрансформаторным, однотактным и двухтактным или мостовым. Раньше, практически все схемы были трансформаторными. Одна из них представлена ниже.

Рис. 1. Трансфоматорная схема

Самым существенным недостатком был объем готового устройства и его вес. Естественно, что трансформатор требовалось мотать самостоятельно, что не каждый мог осуществить. Поэтому, большую популярность стали приобретать бестрансформаторные схемы и схемы, собранные на транзисторах.

Схема простого УНЧ на транзисторах существенно выделяется своей компактностью и простотой сборки.

Рис. 2. Схема простого УНЧ на транзисторах

Запитывается вся схема от "Кроны" или источника постоянного напряжения 9В.

Следующая схема так же без трансформатора, но с большим количеством электронных компонентов.

Рис. 3. Безтрансформаторная схема

Она признана многими радиолюбителями, довольно таки проста в сборке. Выдаваемая мощность получается достаточно существенной, начиная от 100 Вт, чего уже вполне достаточно для серьезного усилителя. Соединив такой усилитель по мостовой схеме, вполне можно ожидать мощности до 500 Вт. Входное напряжение двуполярное при этом составляет около 45 – 50 Вольт. При желании запитать подобную схему от сети потребуется собрать дополнительно простенький двуполярный выпрямитель.

Рассматриваются вопросы минимизации искажений и повышения линейности усиления, затрагиваются проблемы, связанные с проектированием усилителей, такие как надежность, обеспечение стабильным питанием, защита от перегрузок и т.п. Приведен уникальный материал по режимам работы на реактивную нагрузку, необычным способам компенсации искажений и др.
Обсуждаемые вопросы снабжены подробными ссылками на справочные издания, призванные помочь читателю в дальнейшем исследовании в этой области.
Издание предназначено разработчикам аудиоаппаратуры, квалифицированным радиолюбителям, а также может быть полезно студентам старших курсов радиотехнических специальностей и всем читателям, интересующимся современной аудиоэлектроникой.

Предисловие
Глава 1. Общие сведения о УМЗЧ
Глава 2. История, архитектура и отрицательная обратная связь
Глава 3. Общие сведения об усилителях мощности
Глава 4. Малосигнальные каскады предварительного усиления
Глава 5. Оконечный каскад I
Глава 6. Выходной каскад II
Глава 7. Коррекция, скорость нарастания выходного напряжения и устойчивость
Глава 8. Источники питания и коэффициент подавления источника питания (PSRR)
Глава 9. Усилители мощности Класса А
Глава 10. Усилители мощности Класса G
Глава 11. Выходные каскады на полевых транзисторах
Глава 12. Термокомпенсация и динамика передачи тепла
Глава 13. Защита усилителя и громкоговорителей
Глава 14. Заземление и некоторые другие практические вопросы
Глава 15. Тестирование, требования к безопасности

Издательство: ДМК Пресс
Год: 2011
Страниц: 528
ISBN: 978-5-94074-702-4
Формат: PDF
Язык: русский
Размер: 13 Мб
Скачать: Дуглас С. Схемотехника современных усилителей
В случае обнаружения "битых" ссылок - Вы можете оставить комментарий, и ссылки будут восстановлены в ближайшее время.

65 нанометров - следующая цель зеленоградского завода «Ангстрем-Т», которая будет стоить 300-350 миллионов евро. Заявку на получение льготного кредита под модернизацию технологий производства предприятие уже подало во Внешэкономбанк (ВЭБ), сообщили на этой неделе «Ведомости» со ссылкой на председателя совета директоров завода Леонида Реймана. Сейчас «Ангстрем-Т» готовится запустить линию производства микросхем с топологией 90нм. Выплаты по прошлому кредиту ВЭБа, на который она приобреталась, начнутся в середине 2017 года.

Пекин обвалил Уолл-стрит

Ключевые американские индексы отметили первые дни Нового года рекордным падением, миллиардер Джордж Сорос уже предупредил о том, что мир ждет повторение кризиса 2008 года.

Первый российский потребительский процесор Baikal-T1 ценой $60 запускают в массовое производство

Компания «Байкал Электроникс» в начале 2016 года обещает запустить в промышленное производство российский процессор Baikal-T1 стоимостью около $60. Устройства будут пользоваться спросом, если этот спрос создаст государство, говорят участники рынка.

МТС и Ericsson будут вместе разрабатывать и внедрять 5G в России

ПАО "Мобильные ТелеСистемы" и компания Ericsson заключили соглашения о сотрудничестве в области разработки и внедрения технологии 5G в России. В пилотных проектах, в том числе во время ЧМ-2018, МТС намерен протестировать разработки шведского вендора. В начале следующего года оператор начнет диалог с Минкомсвязи по вопросам сформирования технических требований к пятому поколению мобильной связи.

Сергей Чемезов: Ростех уже входит в десятку крупнейших машиностроительных корпораций мира

Глава Ростеха Сергей Чемезов в интервью РБК ответил на острые вопросы: о системе «Платон», проблемах и перспективах АВТОВАЗа, интересах Госкорпорации в фармбизнесе, рассказал о международном сотрудничестве в условиях санкционного давления, импортозамещении, реорганизации, стратегии развития и новых возможностях в сложное время.

Ростех "огражданивается" и покушается на лавры Samsung и General Electric

Набсовет Ростеха утвердил "Стратегию развития до 2025 года". Основные задачи – увеличить долю высокотехнологичной гражданской продукции и догнать General Electric и Samsung по ключевым финансовым показателям.

Общеизвестно, что качество звучания любого звуковоспроизводящего комплекса во многом зависит от параметров усилителя мощности звуковой частоты (УМЗЧ). К настоящему времени опубликовано множество вариантов транзисторных УМЗЧ, отличающихся порой очень высокими качественными показателями, однако поиск новых схемных решений, позволяющих в еще большей мере приблизить звучание звуковоспроизводящих устройств к естественному, продолжается. В этой статье рассмотрены некоторые пути совершенствования УМЗЧ на современной элементной базе.

Несмотря иа многообразие схем транзисторных УМЗЧ, принципы их построения практически одни и те же. Подобно современным интегральным ОУ они, как правило, двухкаскадные (рис. 1). Основное усиление по напряжению обеспечивают первые два каскада. Выходной же каскад - чаще всего мощный повторитель напряжения, поэтому данная конфигурация УМЗЧ и получила название двухкаскадной.

Критерием качества УМЗЧ является характер и величина вносимых им искажений. Попытаемся классифицировать известные в настоящее время искажения сигнала ЗЧ.

Прежде всего обратим внимание на то, неидеальностью каких характеристик вызван тот или иной их вид. С этой целью разделим искажения на статические и динамические (см. рис. 2). Первые обусловлены нелинейностью статических передаточных характеристик каскадов УМЗЧ (например, нелинейностью входных и выходных характеристик используемых усилительных элементов), вторые - неидеальностью их переходных характеристик, под которыми понимается реакция усилители на скачок входного напряжения. Статические искажения, в свою очередь, можно подразделить на гармонические, выражающиеся в изменении формы исходного сигнала определенной частоты, и интермодуляциоиные, проявляющиеся в обогащении спектра выходного сигнала комбинационными составляющими.

Статические интермодуляцнонные искажения могут быть амплитудными и фазовыми (обусловлены соответственно взаимной амплитудной и фазовой модуляцией входных сигналов). Динамические искажения также можно разделить на гармонические и интермодуляциониые. В первом случае речь идет об искажениях формы входного синусоидального сигнала, когда его амплитуда и частота превышают критические значения, определяемые максимальной скоростью нарастания выходного напряжения. Если же при этих условиях на входе УМЗЧ присутствуют еще и сигналы других частот, то появляются условия для возникновения и сильных интермодуляционных искажений.

Как уже было сказано, динамические искажения зависят, в частности, от такого параметра, как скорость нарастания выходного сигнала V u , которая связана с максимальной частотой f в усиливаемого сигнала максимальной амплитуды соотношением V u =2πf B U m , где U m - максимальная амплитуда выходного напряжения. Если учесть, что выходная синусоидальная мощность P=U m 2 /2R H , где R H - сопротивление нагрузки, то можно получить V u =2πf в √2PR н.

Оценим необходимую для неискаженного звуковоспроизведения скорость нарастания выходного напряжения, если, например, все спектральные составляющие усиливаемого сигнала лежат ниже 20 кГц, а мощность усилителя на нагрузке сопротивлением 4 Ом равна 100 Вт. В этом случае в соответствии с приведенной выше формулой V u =3,6 В/мкс. Дальнейшее увеличение скорости нарастания на динамические искажения в полосе звуковых частот Практически не влияет .

Приведенная классификация удобна тем, что позволяет наиболее полно охарактеризовать искажения, вносимые усилителем. Следует иметь в виду, что все виды искажений взаимосвязаны. Например, изменение коэффициента гармоник неизбежно скажется на интермодуляционных искажениях и т. д.

Человеческое ухо наиболее чувствительно к интермодуляционным искажениям. Их заметность в значительной мере зависит от вида музыкальной программы. Психоакустические исследования показали , что высококвалифицированные эксперты начинали замечать изменения в характере звучания фортепьяно, как только среднеквадратичное значение интермодуляциониых искажений достигало 0,003 % (!). Для сравнения укажем, что порог заметности искажения звучания хора - 0,03 %, скрипки - примерно 0,3 %.

Рассмотрим теперь пути совершенствования отдельных каскадов УМЗЧ с целью построения устройства с минимальными искажениями.

Входной каскад определяет такие важные параметры УМЗЧ, как напряжение смешения «нуля» (постоянная составляющая выходного напряжения усилителя) и его температурную стабильность. От схемотехнического решения этого каскада во многом зависят максимальная скорость нарастания выходного напряжения и отношение сигнал/шум. В подавляющем большинстве современных УМЗЧ входной каскад - дифференциальный. Требования к нему определяются видом ООС, охватывающей весь УМЗЧ. Сопоставим инвертирующий (с параллельной ООС) и неинвертирующий (с последовательной ООС) усилители. Коэффициент усиления неинвертирующего усилителя (рис. 3,а) K U =1+R3/R2, инвертирующего (рис. 3,б) K U =R3/R2. Достоинство неинвертнрующего усилителя - высокое входное сопротивление, которое ограничено у него сопротивлением резисторе R1(200 кОм), в то время как у инвертирующего усилителя оно практически равно сопротивлению резистора R2 (10 кОм).

Для устранения влияния синфазной составляющей и снижения искажений неиивертируюшего усилителя следует повышать выходное сопротивление источника тока и подбирать в дифференциальный каскад пару транзисторов с возможно более близкими параметрами . В тех случаях, когда величина синфазной составляющей достигает нескольких вольт, вместо обычного однотранзисторного источника тока целесообразно использовать более совершенный источник тока на двух транзисторах VT5, VT6 (рис. 4) (3, 7]. В качестве дифференциальной пары VT3, VT4 использована интегральная сборка К159НТ1. транзисторы которой имеют близкие значения статического коэффициента h 21Э и напряжений эмиттер-база. Для снижения рабочего напряжения транзисторов сборки (допустимое напряжение между их коллекторами и эмиттерами составляет 20 В) в коллекторные цепи введены более высоковольтные транзисторы VT1. VT2, включенные по схеме с ОБ. Резисторы R5, R9 также способствуют уменьшению динамических искажений .

Основным способом улучшения качественных показателей УМЗЧ остается введение глубокой ООС, что возможно при достаточно большом коэффициенте усиления исходного (без ООС) усилителя. Усиление же типового входного дифференциального каскада составляет 10 ... 26 дБ. Увеличить его можно, заменив пассивную нагрузку в коллекторных цепях транзисторов VT1, VT2 (рис. 4) активной. Ее функции может выполнять так называемое «токовое зеркало» (рис. 5,а)или «токовое зеркало» со следящей ООС (рис. 5, б). Нетрудно заметить, что в последнем случае напряжение между базой и коллектором транзистора VT2" равно напряжению на эмиттерном переходе транзистора VT3" Благодаря этому падение напряжения на участке эмиттер-коллектор транзистора VT2" не превышает 1,3 ... 1,4 В. Напряжение же между эмиттером и коллектором транзистора VT1" зависит от каскада усиления напряжения, но и оно, как правило, не превышает 3 В. Все это позволяет использовать в «токовом зеркале» транзисторы с малым допустимым напряжением коллектор-эмиттер, в частности, транзисторную сборку КТС3103А.

Следует заметить, что для реализации большого усиления, которое способен обеспечить дифференциальный каскад с такой нагрузкой, входное сопротивление следующего за ним каскада должно быть достаточно высоким.

Во входном каскаде по схеме на рис. 4 можно использовать транзисторы КТ312В. КТ315В. КТ315Г и КТ3102Б и транзисторные матрицы серии К198 (К198НТ1-К198НТ4). Стабилитрон VD1 можно заменить на КС139А, VD3 - на КС175А или КС168А (в последнем случае сопротивление резистора R7 необходимо уменьшить соответственно до 3,3 или 3 кОм, а резистора R3 - увеличить до 3,9 кОм). Стабистор VD2 можно заменить одним-двумя последовательно включенными кремниевыми диодами, транзистор VT3 (рис. 5, б) - транзистором КТ3107Б, КТ3108А, КТ3108В, КТ313А, КТ313Б.

Экспериментальные исследования типового усилителя (рис. 1) показали, что входной каскад и усилитель напряжения вносят примерно равный вклад в ннтермодуляционные искажения УМЗЧ. Авторами был испытан неинвертирующий УМЗЧ с коэффициентом интермодуляционных искажений 0,1 %. Введение в его входной каскад двухтранзисторного источника тока (рис. 4) позволило снизить эти искажения в 3 ... 4 раза.

Усилитель напряжения вносит основной вклад в коэффициент усиления УМЗЧ с разомкнутой ООС. Он должен обеспечивать максимальную амплитуду выходного напряжения при минимальных гармонических и интермодуляционных искажениях, а для согласования с входным каскадом, работающим на активную нагрузку, иметь достаточно высокое входное сопротивление. В типовых УМЗЧ функции усилителя напряжения выполняет обычно каскад на биполярном транзисторе, включенном по схеме ОЭ (рис. 1). Источник тока GI2 играет роль динамической нагрузки и способствует увеличению максимальной амплитуды выходного сигнала. Отметим основные недостатки такого усилителя напряжения.

Начнем с того, что выходные характеристики транзистора, включенного по схеме ОЭ, существенно нелинейны, поскольку его коллекторный ток определяется в этом случае не только током базы, но в значительной степени и напряжением коллектор-эмиттер, которое в усилителях напряжения изменяется на величину размаха выходного сигнала. Эффект же модуляции коллекторного тока напряжением коллектор-эмиттер приводит к значительным гармоническим искажениям (до 10 % и более ).

Известно также, что нелинейность входных характеристик транзистора в рассматриваемом включении приводит к сильной зависимости входного сопротивления каскада от подаваемого на его вход напряжения, а поскольку это напряжение является выходным для предыдущего каскада, характер нагрузки входного каскада становится нелинейным.

И, наконец, емкость коллекторного перехода транзистора, включенного по схеме ОЭ, также изменяется в такт с колебаниями напряжения на коллекторе, в результате чего частота среза усилителя, линейно зависящая от суммарной емкости коллекторного перехода и конденсатора С1 (см. рис. 1), становится зависимой от выходного напряжения этого каскада. Модуляция же частоты среза выходным напряжением приводит к появлению фазовых интермодуляциониых искажений .

Вместо транзисторов КТ3107Г (VT1, VT2) в усилителе можно использовать любые другие кремниевые транзисторы с большим коэффициентом передачи тока h 21э (например, КТ3107 с индексами Л-Ж. К. Л, КТ361 с индексами Б и Е), вместо КТ313А (VT3) - любой транзистор с малым значением h 21Э и большим допустимым напряжением между коллектором и эмиттером. Стабилитрон VD1 можно заменить на КС 139 А.

Недостаток рассмотренного каскада - несколько меньшая (по сравнению с традиционным) амплитуда выходного сигнала из-за падения напряжения на двух транзисторах VT2, VT3 и резисторе R3 - несуществен, так как в большинстве случаев разница не превышает 5 ... 7 %.

Выходной каскад должен обеспечить в низкоомной нагрузке неискаженный сигнал требуемой мощности при высоком КПД. Рассмотрим традиционный каскад (рис. 1) на комплементарных парах транзисторов, включенных по схеме двухтактного эмиттерного повторигеля. В качестве выходных используют обычно мощные комплементарные низкочастотные транзисторы серий KT8I8, КТ819 и др. с граничной частотой 3 ... 4 МГц. При включении таких транзисторов по схеме на рис. 1 в их базах Накапливаются электрические заряды, что эквивалентно наличию внутренней емкости база-эмиттер, которая зависит от граничной частоты и у современных мощных транзисторов может достигать десятых-сотых долей микрофарады.

Рассмотрим это явление подробнее. Допустим, что на вход каскада поступает положительная полуволна сигнала и работает верхнее (по схеме) плечо двухтактного каскада (VT4, VT6). Транзистор VT4 включен по схеме ОК и имеет малое выходное сопротивление. Поэтому протекающий через него ток быстро заряжает входную емкость транзистора VT6 и открывает его. Теперь, чтобы полностью закрыть транзистор VT6, необходимо разрядить эту емкость, а разряжаться она, как нетрудно видеть, может в основном через резисторы R5, R6, причем относительно медленно. При использовании транзистора с граничной частотой 3МГц и резисторов R5, R6 сопротивлением 100 Ом скорость убывания коллекторного тока транзистора VT6 составит примерно 0,15 А/мкс . После смены полярности выходного напряжения включается нижнее (по схеме) плечо выходного каскада. Но поскольку ёмкость база-эмиттер транзистора VT6 к этому времени не успевает разрядиться, он не закрывается и через транзистор VT7, помимо своего, протекает коллекторный ток транзистора VT6. В результате из-за возникновения сквозного тока не только повышается рассеиваемая транзисторами на высоких частотах мощность и падает КПД усилителя, но и растут искажения сигнала. При чрезмерно высокой скорости нарастания выходного напряжения и воздействии на усилитель сигнала высокочастотной помехи возможен даже выход мощных транзисторов из строя .

Простейший способ устранения описанного недостатка - уменьшение сопротивления резисторов R5, R6, однако при этом возрастает мощность, рассеиваемая на транзисторах VT4, VT5. Другой путь - видоизменить схему выходного каскада (рис. 7). Здесь рассасывание избыточного заряда форсировано путем подключения резистора R3 к эмиттеру транзистора VT2, который находится под более отрицательным потенциалом, чем точка, с которой снимается выходное напряжение.

Из-за высокого выходного сопротивления предоконечного каскада избыточный заряд может накапливаться и на базах транзисторов VT1, VT2.

Чтобы этого не произошло, их базы соединены с общим проводом через резисторы Rl, R2. Экспериментальная проверка показала, что описанные меры достаточно эффективны: по сравнению с типовым скорость убывания коллекторного тока в каскаде по схеме на рис. 7 оказывается вчетверо большей (0,6 А/мкс), а вызванные рассмотренным эффектом искажения на частоте 20 кГц - примерно втрое меньшими.

Известно, что наименьшие искажения обеспечивают усилители, работающие а режиме А. Однако в подавляющем большинстве современных усилителей мощности ЗЧ (УМЗЧ) используется режим АВ. Объясняется это низким КПД первых из названных усилителей, что создает определенные трудности, связанные с отводом значительного количества тепла от выходных транзисторов, а также с проблемой обеспечения стабильности тока покой. Так, если а оконечном каскаде, работающем в режиме АВ, изменение этого тока в полтора-два раза вполне допустимо (хотя и нежелательно), то такое же изменение тока покой усилители, работающего в режиме А, может привести к самым серьезным последствиям. Современные мощные комплементарные транзисторы с рассеиваемой на коллекторе мощностью 100 и более ватт смягчают этот недостаток режима А, однако используют его все же преимущественно в УМЗЧ со сравнительно небольшой выходной мощностью. Схема одного из таких УМЗЧ показана на рис. 8. .

Основные технические характеристики усилителя
Номинальное входное напряжение, В		1
Номинальная выходная мощность, Вт		12,5
Сопротивлепие нагрузки. Ом		8
Номинальный диапазон частот (по уровню - 3дБ),Гц		5—225000
Коэффициент гармоник, %, в диапазоне частот 5 ... 20000 Гц при выходной мощности до 10 Bт		0,02
Скорость нарастания выходном напряжения, В/мкс		10
Относительный уровень фона, дБ		-85
Относительный уровень шума, дБ		-103

Особенность данного УМЗЧ - использование в каждом его плече как транзистора (VT1 И VT2), так и интегрального ОУ (DA1 и DA2). Оба плеча усилителя охвачены ООС. Для снижения искажений коэффициенты усиления обоих плеч должны быть одинаковы, что выполняется при соблюдении равенства: R2/R1=R3/R4.

Ток покоя стабилизируется следящим устройством, состоящим из дифференциального усилителя DA4 и инвертирующего повторителя напряжения DA3. Работает оно так. Любое колебание тока, протекающего через выходные транзисторы, изменяет падение напряжения на резисторах R22, R23, которое усиливается ОУ DA4 И подается на вход ОУ DA2, а через инвертор DA3 - на вход ОУ DA1. Цепи R19C3 и R20C11 образуют фильтры нижних частот, пропускающие на выход ОУ DA4 лишь самые низкочастотные колебания тока покоя. Начальное значение этого тока устанавливают резистором R26. Корректирующие цепи R14C9 и R15C10 предохраняют усилитель от самовозбуждения. Все ОУ питаются стабилизированным напряжением ± 18 В (цепи питании на схеме не показаны).При повторении усилителя транзисторы МJ1001 и MJ901 можно заменить на КТ827 с индексами А, Б и КТ825 с индексами Г, Д соответственно, микросхемы LM301 - на ОУ К153УД2 (в металлическом корпусе) или К553УД2 (в пластмассовом). Возможно также применение ОУ К157УД2 и К153УД6 (модификация ОУ К153УД2) и других ОУ с соответствующими цепями коррекции и напряжениями питания (если они ниже ±18 В, то, естественно, снизится выходная мощность усилителя).

В последнее время удалось существенно повысить КПД УМЗЧ, работающих в режиме А, и приблизить его к значению, характерному для усилителей, работающих в режиме АВ. Это стало возможным благодаря использованию режима работы выходного каскада с плавающей рабочей точкой (ее положение на рабочей характеристике изменяется в зависимости от уровня входного сигнала). На рис. 9 приведена принципиальная схема выходного каскада УМЗЧ , работающего в таком режиме. При увеличении напряжения не входе усилителя растет ток, протекающий через нагрузку, а значит, и через резисторы R10 (положительная полуволна), R11 (отрицательная полуволна). При увеличении падения напряжения на этих резисторах возрастает ток через резисторы R7, R6 и, как следствие этого, уменьшаются токи баз транзисторов VT3, VT2 и увеличиваются напряжения между их коллекторами и эмиттерами. Последнее обстоятельство приводит к увеличению напряжения смещения и соответствующему сдвигу рабочей точки выходных транзисторов в область больших значений тока покоя.

Во всех каскадах усилителя, кроме оконечного (VT12 - VT15), можно использовать практически любые маломощные высокочастотные транзисторы. Для реализации каскадов на транзисторах VT4 - VT7 («токовые зеркала») особенно удобны транзисторные сборки К159НТ1В и КТС3103А. В оконечном каскаде могут работать комплементарные пары транзисторов КТ814 и КТ815, КТ816 и КТ817, КТ818 и КТ819 с любыми, но одинаковыми буквенными индексами.

Частотная коррекция УМЗЧ. Снижения динамических искажений можно достичь, только уделив серьезное внимание частотной Коррекции УМЗЧ, охваченного глубокой ООС. Чтобы лучше разобраться а вопросах, связанных с реализацией оптимальной частотной коррекции, рассмотрим АЧХ типового УМЗЧ с коэффициентом передачи при разомкнутой цепи ООС, равным 60 дБ, а при замкнутой 26 дБ (рис. 10). Чтобы обеспечить такую глубокую ООС во всем диапазоне звуковых частот, полоса пропускания усилителя с разомкнутой цепью ООС должна быть не уже 20 кГц (Первый перегиб АЧХ на частоте f 1). Далее начинается спад усиления с крутизной 20 дБ на декаду. Полоса пропускания усилителя с замкнутой цепью ООС (частота f 2) определяется точкой пересечения АЧХ УМЗЧ с замкнутой и разомкнутой цепью ООС и в нашем случае равна 1 МГц. Для предупреждения самовозбуждения усилителя частота второго перегиба АЧХ f 3 , которая определяется, как правило, граничной частотой транзисторов оконечного каскада, должна быть в области, где коэффициент усиления усилителя с разомкнутой ООС менее 26 дБ.

Реальный звуковой сигнал носит импульсный характер, поэтому хорошее представление о динамических свойствах усилителя можно получить по его реакции на скачок входного напряжения. Эта реакция зависит, как известно, от переходной характеристики усилителя, которая для УМЗЧ с рассмотренной выше формой АЧХ может быть описана с помощью коэффициента затухания ξ вычисляемого по формуле: ξ=1/2√f 3 /f 2 . Переходные характеристики УМЗЧ при различных значениях этого коэффициента приведены на рис. 11. По величине первого выброса выходного напряжения U вых =f(t) можно судить об относительной устойчивости усилителя. Как видно из приведенных на рис. 11 характеристик, наиболее велик он при малых коэффициентах затухания. Такие усилители склонны к самовозбуждению и при прочих равных условиях имеют большие динамические искажения. С точки зрения минимизации искажений наиболее хорош усилитель с апериодической переходной характеристикой (ξ>1). Однако обеспечение такого коэффициента достигается слишком дорогой ценой. Дело в том, что в этом случае усилитель должен иметь АЧХ, частота второго перегиба f 3 которой лежит далеко за пределами полосы пропускания всего УМЗЧ с замкнутой цепью ООС (f 3 ≥4f 2). Реализовать такой усилитель технически очень трудно, поэтому приходится идти на компромисс, задавшись более низким коэффициентом затухания. В литературе в качестве оптимального рекомендуется коэффициент затухания ξ=0,8, при котором f 3 ≥2,6f 2 , а первый выброс выходного напряжения не превышает 1,4 %.

Указанные выше соотношения справедливы лишь для линейной области АЧХ УМЗЧ при условии, что скорость нарастания выходного напряжений усилителя не ограничивает длительность переходного процесса, а частота f 3 достаточно превышает f 2 . При невыполнении этих условий переходный процесс будет затягиваться и иметь более выраженный колебательный характер. Если АЧХ УМЗЧ с разомкнутой цепью ООС такова, что коэффициент усиления К u на частоте f 2 больше 26 дБ (штрих-пунктирная линия на рис. 10), то необходимо скорректировать ее до требуемого вида. В двухкаскйдных УМЗЧ коррекцию чаще всего производят во втором каскаде, приняв меры по обеспечению требуемой скорости нарастания при максимальном выходном сигнале. При этом следует иметь в виду, что максимальная скорость нарастания не связана прямой зависимостью с малосигнальной полосой пропускания усилителя.

Для налаживания усилителя на его вход подают прямоугольные импульсы и, наблюдай переходный процесс УМЗЧ на экране осциллографа, подбором корректирующего конденсатора (С1 на рис. 1 или рис. 5) добиваются еле заметного выброса выходного напряжения.

Таким образом, УМЗЧ с малыми динамическими искажениями должен обеспечивать переходный процесс с ξ не менее 0,8 (см. рис. 11) и иметь достаточную скорость нарастания выходного напряжения. Необходимо так-же выполнение требований по линеаризации всех его каскадов.

Конечное сопротивление «земляных» шин приводит к тому, что импульсы тока по общему проводу с выхода УМЗЧ могут попасть на его вход. Для борьбы с такими помехами обычно рекомендуют увеличивать сечение шин общего провода и соединять все идущие к ним проводники в одной точке. Но наиболее действенным способом защиты является гальваническая развязка общего провода входного каскада от мощной шины питания. Это возможно в УМЗЧ с дифференциальным входным каскадом. С общим проводом источника сигнала (левым по схеме на рис. 12) связаны лишь выводы резисторов R1 и R2. Все остальные проводники, соединенные с общим проводом, подключены к мощной шине источника питания (правой по схеме). Однако в этом случае отключение по каким-либо причинам источника сигнале может привести к выходу УМЗЧ из строй, так как левая «земляная» шина оказывается ни к чему не подсоединенной и состояние выходного каскада становится непредсказуемым. Во избежание такой ситуации обе «земляные» шины соединяют резистором R4. Его сопротивление должно быть не очень малым, чтобы помехи от мощной шины питания не могли проникнуть на вход усилителя, и в то же время не слишком большим, чтобы не влиять на глубину ООС. На практике сопротивление защитного резистора выбирают в пределах от единиц до десятков Ом.

Пути совершенствования УМЗЧ. В последние годы наметилась тенденция улучшения качественных показателей УМЗЧ путем построения полностью двухтактных (включая входные каскады) усилителей с мощными МОП-транзисторами (с изолированным затвором) в выходном каскаде. По сравнению с биполярными МОП-транзисторы выгодно отличаются лучшей линейностью проходных характеристик, высоким входным сопротивлением, хорошими частотными свойствами. У них отсутствует явление вторичного теплового пробоя, так как с увеличением температуры кристалла из-за большой рассеиваемой мощности сопротивление канала транзистора возрастает. Это позволяет в некоторых случаях обойтись без защиты УМЗЧ от тепловых перегрузок. В качестве примера на рис. 13 приведена схема полностью двухтактного усилители с комплементарными парами мощных МОП-транзисторов в выходном каскаде японской фирмы «Hitachi» .

Основные технические характеристики

Двухтактный входной каскад (VT1, VT2; VT4, VT6) позволил обойтись простыми источниками тока на транзисторах VT3 и VT5. Усилитель напряжения построен по схеме, аналогичной приведенной на рис. 6. Для увеличения выходной мощности транзисторы оконечного каскада VT14, VT16 (2SKI34) и VT15, VT17 (2SJ49) соединены параллельно. Фильтр R1C2 защищает вход УМЗЧ от проникания высокочастотных помех. Для исключения разбалансировки усилители из-за входных токов к неинвертирующему и инвертирующему входам подключены резисторы R2 и R27 одинакового сопротивления.

В данном усилителе разделены общие провода входных и выходных каскадов (см. предыдущий раздел), на что указывает изображение резистора R23. Такое неявное указание на разделение общих шин часто встречается в схемах УМЗЧ, публикуемых в зарубежных изданиях.

Ограниченный объем журнальной статьи не позволил познакомить читателей с другими интересными схемотехническими решениями УМЗЧ, поэтому тем, кто интересуется данной тематикой, рекомендуем обратиться к указанной в прилагаемом списке литературы.

ЛИТЕРАТУРА

1. Cherry Edward M. Amplitude and Phase of Intermodulation Distortion.- Journal of the Audio Engineering Society, 1983, v. 31. № 5, p. 298-303.
2. Cordell Robert R. Another View on TIM. Part 1.- Audio. 1980, v. 64 №2, p. 38-49.
3. Cordell Robert R. Phase Intermodulation Distortion Instrumentation and Measurements.- Journal of the Audio Engineering Society, 1983. v. 31. № 3, p. 114-123.
4. Krauter M. Nf-Verstarker: Der Gesamt-eindruck zait,- Funkschau, 1983, №18, 59-61.
5. Petrl-Larml M., Otala M., Lammasmieml J. Psychoacoustic Detection Threshold of Transient Intermodulation Distortion.- Journal of the Audio Engineering Society, 1980. v. 28, № 3, p. 98-104.
6. Достал И. Операционные усилители. Пер. с англ.- М.: Мир, 1982.
7. Scott Robert F. Power MOSFET Amplifiers.- Radio-Electronics. 1983. v. 54, № 7, p. 80-81.
8. Leach Marshall W. An Amplifier Input Stage Design Criterion for the Suppression of Dynamic Distortions.- Journal of the Audio Engineering Society, 1981. v. 29, № 4. p. 249-251.
9. Cherry Edward M. Transient Intermodulation Distortion.- Part I: Hard Nonlinearity.- IEEE Transactions on Acoustics, Speech, and Signal Processing, 1981. v. ASSP-29, № 2. p. 137-146.
10. Cherry Edward M. Feedback. Sensitivity, and Stability of Audio Power Amplifiers.- Journal of the Audio Engineering Society, 1982, v. 30, № 5. p. 282-294.
11. Kondo Hikaru. Nuevo conceplo en amplificadores de potencia para audio sistema "super A" de JVC.- Mundo eleutronico, 1980, № 102, p. 75-81.
12. Borbely Erno. High Power High Quality Amplifier Using MOSFETs.-Wireless World. 1983, v. 89. № 1556. p. 69-75.
13. Cordell Robert R. Another View of TIM. Part 2.- Audio. 1980, v. 64. № 3. p. 39-40.
14. Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника. Справочное руководство. Пер. с нем.- М.: Мир, 1982, с. 240.
15. Pollock N. 12 W class A power amplifier.-Wireless World. 1980. Vol. 86. № 1529, to. 74.
16. Jung Walter G., Marsh Richard. Selection Capacitors for Optimum Performance. Part I.-Audio, 1980. Vol. 64. № 2. p. 52-86.
17. Cherry Edward M. A New Distortion Mechanism It Class B. Amplifiers.- journal of the Audio Engineering Society. 1981. Vol. 20, № 5. p. 327-328.
18. Ефремов В. С. Двухтактные усилители со стабилизацией минимальных токов плеч.-Полупроводниковая электроника в технике связи.- М.: Радио и связь, 1983. вып. 93, с. 87-94.
19. Sandman A, Low cross-over distortion class B amplifier.- Wireless World. 1971. Vol. 77. № 1429, p. 341.
20. Horowitz Mannle. How to Design Analog Circuits. Audio Power Amplifiers.- Radio-Etectronics, 1983, Vol. 54. № 5, p. 73-76.
21. Hood Llnaley J. L. 60-100 W MOSFET Audio Amplifier.- Wireless World, 1982, Vol. 88. № 1558, p. 83-86.